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安森美(onsemi)发布了第二代1200V碳化硅 (SiC) MOSFET，命名为M3S，其中S代表开关。M3S 系列专注于提高开关性能，相比于第一代1200V碳化硅MOSFET，除了降低特定电阻RSP (即R_DS(ON)*Area) ，还针对工业电源系统中的高功率应用进行了优化，如太阳能逆变器、ESS、UPS 和电动汽车充电桩等。帮助开发者提高开关频率和系统效率。本应用笔记将描述M3S的一些关键特性，与第一代相比的显著性能提升，以及一些实用设计技巧。本文为第一部分，将重点介绍M3S的一些关键特性以及与第一代相比的显著性能提升。

碳化硅功率器件在提高效率或增加功率密度方面不断迭代，大量应用在能源基础设施领域，包括太阳能、UPS、储能和电动汽车充电系统等。较低的开关损耗能够实现更高的效率，减少散热，并提高开关频率,缩小无源元件尺寸。这些优势足以证明碳化硅功率器件较高的成本是物有所值。

安森美已经发布了第一代1200V碳化硅MOSFET产品，命名为SC1，如表1所示，产品线覆盖20mΩ到160mΩ。尽管与工业电源系统1200V开关中的传统解决方案IGBT相比，SC1的性能实现了大幅提升，但它针对的是通用领域，设计参数折中，没有特别针对某个领域。一些工程师在产品设计时，希望选择更针对他们应用领域的特定产品。

安森美第二代1200V碳化硅MOSFET分为两种核心技术，一种是T设计，另一种是S设计。T设计主要针对逆变器，因此需要更低的R_DS(ON)和更好的短路能力，而不是更快的开关速度。S设计对高开关性能进行了优化，因此设计具有较低的Q_G(TOT) 和较高的di/dt和dv/dt，从而降低开关损耗。M3S产品分为13/22/30/40/70mΩ，适配TO247?3L/4L和D2PAK?7L分立封装。

表1. 分立封装中的1200V碳化硅MOSFET(工业级为'T'，车规级为'V'，AEC?Q101)

M3S(第二代)对比SC1(第一代)的主要特征

本节介绍与第一代(NTH4L020N120SC1、1200 V/20 m、TO247?4L)相比，第二代(NTH4L022N120M3S、1200 V/22 m、TO247?4L)的主要特性。测试使用标准样品在同一试验台下，使用相同参数进行的。

R_DS(ON)，温度系数

导通电阻R_DS(ON)是系统性能的关键参数。R_DS(ON)越低，导通损耗就越低。而且温度系数也很重要，因为器件在运行后会发热，系统中的实际导通损耗是指高温下的R_DS(ON)。

MOSFET的R_DS(ON)主要由三个部分组成：沟道电阻、JFET区电阻和漂移区电阻。沟道电阻具有负温度系数（NTC），其他电阻具有正温度系数（PTC）。R_DS(ON)的整体温度系数特性由这些电阻的组成决定并主导。

在图1中，NTH4L020N120SC1的RDS(ON)在150°C时比在室温约25°C时增加了31%，而 NTH4L022N120M3S在相同条件下增加了74%。该结果表明SC1在同样条件下很大程度上受沟道电阻影响。当系统负载变重时，高温下的增加越少，导通损耗就越低。仅就导通损耗而言，SC1可能优于M3S。然而，由于在高开关频率下运行的应用中，导通在损耗中的比例相对较低，所以在应用中这并不占优势。事实上，受沟道电阻的影响，与第二代相比，SC1需要更高的正栅极偏置（V_GS）才能完全导通，这就需要在驱动电路上进行额外的设计。因此，M3S更适合快速的开关应用。

图 1. 归一化 RDS(ON)与温度的关系

V_GS(TH)，温度依赖性

阈值电压 V_GS(TH)是使源极和漏极之间形成沟道的最小栅极偏置。具有负温度系数。在相同的技术下，具有较低V_GS(TH)也会具有较低的RSP，但降低V_GS(TH)存在障碍。较低的V_GS(TH)抗噪性较差，会通过米勒电容产生的dv/dt引起电流尖峰，通过共源电感上的di/dt引起电压尖峰，导致寄生电感和电容之间的谐振。这会使电路和PCB布局设计变得复杂。

在图2中，M3S显示出与SC1相同的V_GS(TH)温度依赖趋势，并在与标准样本的实际测量中，高温下的V_GS(TH)略高，尽管数据手册中的典型V_GS(TH)分别为2.72V和2.70V，但这表明M3S即使在V_GS(TH)相似的水平下也实现了更好的RSP性能。NTH4L022N120M3S在数据手册中的最小值V_GS(TH)高0.2V，2.04V对比1.8V，可以降低噪声干扰。

图 2. 阈值电压与温度的关系

VGS(OP)，推荐工作栅极电压

推荐的工作栅极驱动电压，是通过考虑性能（如 RDS（ON）、开关损耗（EON、EOFF）、体二极管的正向压降（VF）及其反向恢复损耗（EREC））和可靠性，特别是栅极氧化层质量来确定的。

如表2所示，M3S推荐使用-3V作为负栅极偏置供电电压，18V作为正栅极偏置，而 SC1对应的电压为-5V/20V。SC1需要更高电压的原因是对通道的控制不如M3S。较高的VGS（OP）也需要在VGS中有更高的最大额定值，以保证足够的设计余量，从而导致栅极氧化层厚度增加，降低了通道迁移率和跨导，减慢了开关速度。

此VGS（OP）是推荐值，并非唯一可用的值。可以在最大VGS 范围内根据每个系统的要求进行选择。适当的VGS（OP）选择在“如何选择合适的VGS（OP）”部分中进行详细描述。

表 2. 1200V碳化硅MOSFET的栅源电压

Q_G(TOT)，总栅极电荷

总栅极电荷指MOSFET导通或关断瞬态过程中所需的电荷量。电荷量是电流乘以时间（Q=I*t）。这意味着更高的Q_G(TOT)需要在相同时间内提供更高的栅极驱动电流，或者在相同栅极电流下需要更长的时间来进行栅极驱动，这需要栅极驱动电路具有更高的驱动能力。

给定条件下，NTH4L022N120M3S的电荷量为135nC，并且R_DS(ON)*Q_G(TOT)的FOM（Figure of Merit，品质因数）因子比NTH4L020N120SC1降低了44%，这意味着在相同的R_DS(ON)器件中，只需要56%的栅极电荷进行开关。由于这一特性，可以减轻栅极驱动的负担，对栅极驱动器的灌电流和拉电流能力要求更低，更便于并联操作。

图 3. 总栅极电荷

E_OSS，在C_OSS中存储能量

MOSFET在节点间必然存在寄生电容，栅极和源极之间的C_GS、栅极和漏极之间的C_GD、漏极和源极之间的C_DS。在瞬态响应期间，这些电容需要充电和放电，这限制了电压斜率dv/dt。较大的输出电容（C_OSS=C_GD+C_DS）需要更长的时间和更大的能量来进行充电和放电。在硬开关场景中，如果再次放电时没有回收到其他存储组件中，C_OSS中充电后存储的能量将通过MOSFET的通道或其他寄生电阻耗散。E_OSS的损耗包含在器件的开关损耗中，与高电流下的开关损耗相比，这种电容性损耗在低电流下看起来并不大，比如系统轻负载场景。由于E_OSS取决于漏源电压，而不是电流，因此成为轻负载时效率的关键损耗。更大的E_OSS 对磁化电感的选择要求更高，会使软开关应用的设计变得困难。

图4显示M3S的E_OSS要低得多。在R_DS(ON)*E_OSS的品质因数图中，M3S比SC1减少了44%，因此能在系统轻负载时提供更高的效率，并便于变压器和电感部分的设计。

图 4. E_OSS，C_OSS 中的储存能量

外部碳化硅SBD的电感硬开关特性

导通和开关损耗（E_ON、E_OFF）是系统效率中的非常关键的参数。特别是对于高开关频率拓扑的应用，要实现高效率，那么降低开关损耗比降低导通损耗更重要。更好的开关性能可以提高开关频率，有助于减小电感器、变压器和电容器等能量存储元件的尺寸，从而减小系统的体积。

开关损耗可以在双脉冲测试电路中测量。基本开关波形如图5(a)所示。损耗的开关周期定义为：E_ON从栅极增加的10%到V_DS=0V，E_OFF从栅极下降的90%到I_D=0A。开关条件为 V_DS=800V，V_GS=?3V/18V，R_G=4.7Ω，25°C。续流二极管用作碳化硅SBD（肖特基势垒二极管），型号为FFSH30120A，对E_ON没有反向恢复电荷影响，只有电容损耗影响E_ON。产品封装为TO247-4L，提供开尔文源极连接，消除了栅极驱动回路中共源寄生电感的影响。门极驱动I_C采用14A灌电流和拉电流能力，预留空间足够大，因此开关不受门极驱动的限制。双脉冲测试电路的寄生回路电感从直流链路正极(+)到地测量值为30nH。

图5(b)显示在给定条件下，NTH4L022N120M3S实现了开关性能的大幅提升，E_OFF降低了40%，E_ON降低了20-30%，总开关损耗比NTH4L020N120SC1降低了34%。在高开关频率的应用中，将消除在“R_DS(ON)温度系数”部分中描述的较高R_DS(ON)温度系数的缺点。M3S在这类应用中进行了一系列优化。

由于电容不是独立于温度的，并且碳化硅SBD只有电容损耗，随着温度的升高，开关损耗不会显著增加，但可能会因测量误差，外部电阻器和驱动芯片等发热引起的第三方因素而增加几个百分点。

（a）理论电感开关波形

（b）@ VDS = 800 V, VGS = -3 V/18 V, RG = 4.7 Ω, 25°C, Lσ = 30 nH 时的电感开关损耗与漏电流

图 5. 电感开关损耗

体二极管特性

安森美碳化硅MOSFET也具有与硅MOSFET类似的pn结本征双极体二极管。由于材料的宽带隙特性，碳化硅MOSFET的正向电压相对高于硅MOSFET，因为pn结的内置电压更高。一般来说，IGBT芯片在封装内有一个额外的独立二极管，称为共封装或反并联，IGBT是单向器件，除非它是反向导通IGBT技术。因此，IGBT在共封装二极管的选择上有更多的选择，如低V_F 二极管、快速恢复二极管或碳化硅SBD。无论是体二极管还是共封装二极管，都需要用于从相反的直流输入连接旁路反向电压，或在软开关应用中用于ZVS，或在桥式拓扑中的硬开关中作为续流二极管，这需要更快的反向恢复以提高系统效率。

图6显示了推荐的-3V负偏置下的漏电流的正向电压特性，称为第三象限特性。与硅 PIN二极管约1.5~3V和碳化硅SBD约1.5V相比，NTH4L020N120SC1在40A和25°C时的V_F相对较高，为3.8V，NTH4L022N120M3S为4.5V。对于二极管导通损耗至关重要的情况下，需要采用正栅偏压如18V的SR（同步整流器）模式操作，这是降低导通损耗的最有效方法，通过反向导通电流从源极到漏极，其中压降随R_DS(ON) 变化而变化。否则，将需要额外的二极管实现。

图 6. 体二极管正向电压

与大多数载流子器件如碳化硅肖特基势垒二极管不同，碳化硅MOSFET的体二极管通过PIN二极管结构中的少数载流子注入而具有反向恢复电荷（Q_RR），注入到轻掺杂漂移区的少数载流子需要时间释放，称为反向恢复时间（tRR）。在释放电荷期间，二极管会消耗损耗，称为反向恢复损耗（E_REC）。由于注入的少数载流子更多，复合寿命更长，随着温度的升高会增加。图7显示NTH4L022N120M3S比NTH4L020N120SC1具有更快的恢复时间和更低的恢复电荷，提高了约40%~50%。即使在VF较高的情况下，M3S由于具备卓越的反向恢复特性，在体二极管与有源开关换向的桥式拓扑中也能提供更好的性能，特别是对于高频应用。

图 7. 体二极管的反向恢复

自体二极管的导通开关性能，E_ON(BD)

在桥式拓扑中，体二极管与有源开关换向。在反向恢复期间，电桥短路并产生直通电流I_peak如图 5 (b) 所示，这使得E_ON变大。较高的Q_RR和较长的t_RR会导致较高的I_peak，从而导致电桥拓扑中的E_ON较高。

图8是在同一双脉冲测试台上，在指定条件下，自体二极管的导通开关损耗 (E_ON(BD))的结果。NTH4L022N120M3S的E_ON(BD)比NTH4L020N120SC1低45%。这个值碳化硅SBD增加了30%，这意味着Q_RR对E_ON损耗的影响。

从V_F、Q_RR和E_ON(BD)的结果可以看出，M3S的体二极管是针对高频应用设计的，并且随着开关频率的增加而更具优势。

图 8. 体二极管的导通开关损耗 @V_DD = 800 V，V_GS = ?3 / 18 V，R_G = 4.7，L_σ = 30 nH