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连续导通模式(CCM)反激式转换器通常用于中等功耗的隔离型应用。与不连续导通模式 (DCM) 运行相比，CCM运行的特点是具有更低的峰值开关电流、更低的输入和输出电容、更低的EMI以及更窄的工作占空比范围。由于具有这些优点并且成本低廉，它们已广泛应用于商业和工业领域。本文将提供反激式转换器设计注意事项中，53Vdc 至 12V/5A CCM 反激式转换器的功率级设计公式。
图1展示了工作频率为250kHz的60W反激式转换器的详细原理图。所选占空比在最低输入电压(51V)和最大负载时最大，为 50%。虽然也可以在超过50%占空比的情况下运行，但在本设计中无此必要。由于57V的高压线路输入电压相对较低，因此在 CCM 运行时，占空比只会降低几个百分点。但如果负载大幅降低，转换器进DCM运行模式，占空比就会显著降低。
图1 60W CCM反激式转换器原理图
设计规格
为防止磁芯饱和，绕组开/关时间的伏秒积必须保持平衡。这等于方程式1：
方程式1
将dmax设置为0.5并计算Nps12（Npri: N12V）和Nps14（Npri: N14V）的匝数比，如方程式2和方程式3所示：
方程式2
方程式3
变压器匝数比现已设定（方程式4和方程式5），因此可计算出工作占空比和FET电压。
方程式4
方程式5
Vdsmax表示FET Q2漏极上无振铃的“平顶”电压。振铃通常与变压器漏电感、寄生电容（T1、Q1、D1）和开关速度有关。选择200V FET时，FET 电压会再降低25%至50%。变压器绕组之间必须实现良好耦合，如有可能，最大漏电感必须为1%或更低，以更大限度地减少振铃。
当Q2导通时，二极管D1的反向电压应力等于方程式6：
方程式6
由于漏电感、二极管电容和反向恢复特性的影响，当次级绕组摆幅为负时，振铃现象很常见。具体请参阅方程式7：
方程式7
我们选择了额定值为30A/45V的D2PAK封装，以便在10A电流下将正向压降减至0.33V。功率耗散等于方程式8：
方程式8
建议使用散热器或气流进行适当的热管理。初级电感的计算公式为方程式 9：
方程式9
POUTMIN是转换器进入DCM的位置，通常为POUTMAX的20%至30%。
初级峰值电流出现在VINMIN时，等于：
方程式10
这对于确定最大电流检测电阻 (R18) 值而言是必要的，能够防止控制器的初级过流 (OC) 保护电路跳闸。对于 UCC3809，R18 两端的电压不能超过 0.9V，以保证全输出功率。在本例中，我们选择 0.18Ω。也可以使用更小的电阻，以减少功率损耗。但过小的电阻会增加噪声灵敏度，并使 OC 阈值处于高电平，有可能导致变压器饱和，更糟糕的是，甚至会导致 OC 故障期间出现与应力相关的电路故障。电流检测电阻耗散的功率为方程式 11：
方程式11
根据方程式12和方程式13估算FET导通损耗和关断开关损耗：
方程式12
方程式13
与 Coss 相关的损耗计算有些模糊，因为该电容具有相当高的非线性度，会随着 Vds 的增加而降低，在本设计中估计为 0.2W。
电容器要求通常包括计算最大均方根电流、获得预期纹波电压所需的最小电容以及瞬态保持。输出电容Coutmin和 Ioutrms 的计算公式为方程式 14 和方程式 15：
方程式14
方程式15
可以仅使用陶瓷电容器，但在直流偏置效应后需要 7 个陶瓷电容器才能实现 83μF。因此，我们只选择了足以处理均方根电流的电容器，然后使用了电感器—电容器滤波器来降低输出纹波电压并改善负载瞬态。如果存在较大的负载瞬态，可能需要额外的输出电容来减少压降。
输入电容等于方程式 16：
方程式16
同样，您必须考虑会损耗电容的直流偏置效应。如方程式17所示，均方根电流约为：
方程式17
图2展示了原型转换器的效率，而图3展示了反激式评估板。
图2 转换器的效率和损耗决定了封装的选择和散热要求
图3 60W反激式评估硬件尺寸为100mmx35mm
结语
本设计示例介绍了功能性 CCM 反激式设计的基本元件计算。然而，初始估算通常需要反复计算，以便进行微调。不过，为了获得运行良好且优化的反激式转换器，在变压器设计和控制环路稳定等方面，往往还需要做更多的细节工作。
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